方向图可重构天线在通信系统中能有效地扩大天线的波束覆盖范围^[1-6]，能根据通信环境的变化实时改变发射和接收天线的方向图，有效地减弱噪声干扰，提高信息传输速率^[7-10]，因而近年来受到了广泛的研究。

文献^{[7-8, 10]}分别设计了用于智能通信系统的方向图可重构天线，这些天线均在天线中心部位从背面馈电，天线辐射体位于馈电点周围，通过接通不同的辐射体实现波束切换。但是这些天线存在一个共同的不足：没有考虑天线辐射对天线背面射频组件的影响，当天线对背面射频电路辐射较强时，可能会影响馈电电路的性能，当功率较大时甚至烧坏电路。

本文以传统准八木天线为基础，将两个准八木天线单元反向印制在介质基板上，组成一个具有两种工作模式的方向图可重构天线。馈电点位于天线的介质板中心位置，采用同轴线背馈方式，在每个天线单元的馈线与同轴线馈点之间安装一个PIN二极管，当两个二极管中的一个导通一个截止时则产生一种辐射模式。通过在激励振子的下方增加反射板，实现了对天线方向图的调节，可以避免天线向背面辐射，为背馈的方向图可重构天线与射频组件的集成提供了避免干扰的途径。

为了实现八木天线的方向图重构，本文将两个准八木天线反向放置，馈电点位于天线的介质板中心位置，采用同轴线背馈方式，同轴线的特征阻抗为50 Ω。同时，在每个天线单元的馈线与同轴线馈点之间安装一个PIN二极管，通过直流偏置电路控制二极管的通断，从而使天线在不同工作模式间切换。

文献^[11]指出将准八木天线的其中一个振子与地板相连，可以利用地板电流的特点省去馈电巴伦。鉴于此，本文将两个振子分别印制在介质板的正面和背面，一个振子与正面馈线连接，另一个振子与地板连接，天线的结构如图1所示。

图1

图1 天线结构图

天线的中心频率设计为5.3 GHz，激励振子长度L₁约为0.5，为5.3 GHz对应波导波长，则有^[12]：

式中，${\varepsilon _e}$为结构的有效介电常数；${\lambda _0}$为自由空间的波长。

天线印制在相对介电常数为2.65、厚度为0.8mm的聚四氟乙烯基板上。馈电同轴线外导体与介质板背面的地板相连，内导体通过介质板通孔与正面的中心金属焊盘相连，中心金属焊盘是边长为L₇的正方形。

为了改变并控制准八木天线的辐射方向，避免天线的辐射干扰背面的射频组件，在天线激励振子的下方放置反射金属板，反射金属板中心位置与激励振子中心位置处于同一竖直线上。反射板与介质基板之间填充塑料泡沫，塑料泡沫的相对介电常数为1.06。改变金属反射板的长度、宽度及其与介质基板的距离可以改变天线的辐射方向。天线各部分的尺寸如表1所示。

表1

表1 天线尺寸表

表1 天线尺寸表 参数 数值/mm 参数 数值/mm Ld 100 L4 9.7 Wd 50 W4 1.4 Lg 59.2 L5 20 Wg 50 W5 3.1 Lr 15.8 L6 3 Wr 50 W6 2 L1 22 L7 2 W1 1.8 L8 11.5 L2 14 W8 0.4 W2 2 H 19.4 W3 2

为了控制不同的准八木天线单元工作，实现工作模式的切换，采用PIN二极管作为开关，偏置电路的整体结构如图1所示，其直流偏置电路原理如图2所示，其中+Vcc和Gnd分别接直流控制电源的正负极。为了避免直流和射频的互相干扰，在二极管的负极与射频馈电点之间使用电容C进行隔离，并将二极管负极通过1/4 ${\lambda _g}$高阻抗短路线L₈和电感L接地，直流偏置电路与射频电路共地。在二极管的正极，通过电感L阻断射频信号对直流的干扰，并通过电阻R对直流信号降压，避免烧坏二极管。电阻、电感等集总元件的两端通过边长为L₇的焊盘连接。各集总元件的数值分别为R=2.2 kΩ，L=1 mH，C=10 pF。

图2

图2 二极管直流偏置电路

通过控制二极管D₁和D₂的通断，天线可以工作在两种模式：当D₁导通、D₂截止时，天线工作在模式一；当D₁截止、D₂导通时，天线工作在模式二。在仿真时，使用2mmx3mm的铜片代替二极管，有铜片表示二极管导通，无铜片表示二极管截止。

使用电磁仿真软件CST Microwave Studio 对天线模型进行仿真，制作了天线的实物并使用Agilent E8361A型网络分析仪和微波暗室对天线进行了测试。天线及其测试场景如图3所示。

图3

图3 天线及其测试场景

由于该天线为对称结构，故天线在两种模式下的反射系数参数相同，其仿真与测试结果如图4所示。S₁₁小于-10dB的仿真带宽为650MHz (5.00～5.65GHz)，小于-10dB的测试带宽为750MHz (5.00～5.75 GHz)，仿真与测试结果较吻合。

图4

图4 天线的仿真与测试S11参数

图5为天线的两种模式在5.3 GHz时的3D方向图，在两种模式下方向图分别指向不同的方向，实现了方向图的重构。由于重构模式的对称性，故下面将对其中一种工作模式进行详细分析。

图5

图5 天线的仿真3D方向图

图6为模式二在5.3GHz时yoz面的方向图。该模式下仿真主瓣方向为θ=-55°，3dB波瓣宽度为110°，测试主瓣方向为θ=-57°，3dB波瓣宽度为108°。主瓣内的仿真和测试交叉极化均小于-15dB。图7为模式二在5.3 GHz时的xoy面方向图，该模式下仿真主瓣方向为φ=-90°，3 dB波瓣宽度为120°，测试主瓣方向为φ=-86°，3 dB波瓣宽度为122°。主瓣内的仿真和测试交叉极化均小于-15dB。

图6

图6 模式二的仿真和测试yoz面方向图

图7

图7 模式二的仿真和测试xoy面方向图

图8为天线在工作频带内的测试最大增益和效率。该天线的最小增益为5.5dB，最大增益为6.5dB，天线的增益较为平稳。天线的效率变化范围为0.69～0.82，其工作效率较高。

图8

图8 天线的测试最大增益和效率

在本文设计中，反射板对天线的性能有重要的影响。讨论反射板的影响可以更深入地了解此类天线的性能，便于根据具体的应用环境调节反射板，从而实现对八木天线的方向图的控制。当天线工作在模式一时，其5.3 GHz有无反射板情况下yoz面的方向图如图9所示，没有反射板时天线的主瓣指向为θ=90°，增加反射板之后，主瓣的指向为θ=55°，可见反射板可以使天线的方向图向远离反射板的方向偏转。下面分别讨论反射板距介质板的高度H、反射板长度L_r和反射板宽度W_r对天线性能的影响。

图9

图9 有无反射板天线yoz面方向图对比

图10为反射板高度H对S₁₁参数的影响，当H较小时(H=10 mm和H=19.4 mm)，S₁₁最低点低于不加反射板时10 dB，差异较大；当H较大时(H=30 mm和H=40 mm)，S₁₁与不加反射板时差异较小，反射板对天线的影响减弱。图中所示的5种情况，S₁₁小于-10dB的频带范围均在4.90～5.65GHz， 带宽均在610～690MHz之间。由此可知，虽然H对天线S₁₁参数的最小值有较大的影响，但对工作带宽影响较小。图11为高度H对增益的影响，有反射板时的增益大于没有反射板时的增益，随着H的增加，增益先增加再减小，当H=30mm时达到最大值，5.3GHz时的最大增益为8.2dB。

图10

图10 反射板高度H对S11的影响

图11

图11 反射板高度H对增益的影响

图12为反射板长度L_r对S₁₁的影响，与不加反射板相比，L_r对带宽的影响不大，图示各种情况之间的带宽差均小于50 MHz。图13为L_r对天线增益的影响，有反射板时的增益大于没有反射板时的增益，并且L_r越大增益越大，当L_r=35 mm时，最大增益比不加反射板时大2 dB。

图12

图12 反射板长度Lr对S11的影响

图13

图13 反射板长度Lr对增益的影响

图14为反射板宽度W_r对天线S₁₁参数的影响，与不加反射板相比，W_r对带宽的影响较小，图中各种情况之间的带宽差均小于30 MHz。图15为反射板宽度W_r对增益的影响，当W_r=15 mm(小于激励振子长度L₁)时，天线的最大增益小于不加反射板时的最大增益。当反射板宽度W_r大于振子长度L₁时，天线的最大增益大于不加反射板时的增益；并且L_r越大增益越大。

图14

图14 反射板宽度Wr对S11的影响

图15

图15 反射板宽度Wr对增益的影响

通过以上分析可知，反射板可以对天线的方向图、S₁₁参数和增益产生影响，改变天线的辐射方向和增益，但是对天线的带宽影响比较小。使在不影响天线带宽的情况下改变天线的辐射方向、控制天线的增益成为可能，为适应不同应用环境而调节天线的方向图提供了条件。

本文将两个准八木天线组合，并加入二极管及其偏置电路，在保证一定工作带宽的情况下，实现了准八木天线的方向图重构。通过在激励振子的下方增加反射板，实现了对天线方向图的调节，提供了一种在对工作带宽影响较小的前提下控制八木天线辐射方向的方法，避免了天线向背面辐射，为背馈方向图可重构天线与射频组件的集成提供了的避免干扰的途径。该天线可以用于智能通信系统。