Compact On-Chip Soft-Start Circuit for DC-DC Converters

本文峰值电流模升压型DC-DC转换器电路框图如图 1所示，采用轻载时从开关脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)模式切换到省电模式的控制方式来提高轻载转换效率^[13-14]。转换器基本工作原理如下：输出电压V_o经过电阻R₁、R₂分压后产生反馈信号V_FB，参考电压V_REF与反馈信号V_FB之间的差值经误差放大器放大后得到误差放大信号V_EA；斜坡补偿电流I_SLOPE、采样电流I_SEN、直流工作点设置电流I_REF求和后流经电阻R₄产生电压信号V_S。当误差放大输出电压V_EA小于V_S时，产生一个高电平脉冲，RS锁存器输出端Q变为低电平，关断开关功率管M_N，实现对输出电压和电感电流的控制。比较器COMP翻转的临界电压V_S可表示为：

式中，I_slope为斜坡补偿电流；I_{sen_PEAK}为电感的峰值电流； I_REF为基准电流，给比较器COMP提供直流工作点。由式(1) 可得，当斜坡补偿电流I_slope和直流工作点电流I_REF确定后，电感的峰值电流I_{sen_PEAK}决定了比较器COMP翻转的临界电压V_S。因此误差放大器输出电压V_EA能够控制电感流过的最大峰值电流。本文中提出的软启动电路包括斜坡产生电路和软启动控制电路，如图 1所示。在软启动初始阶段使误差放大器输出电压V_EA跟随斜坡信号V_RAMP缓慢上升(此时误差放大器工作在非平衡状态)；当转换器输出电压上升到预定值后，误差放大器工作在平衡状态，其输出电压V_EA自动地不再跟随V_RAMP信号上升，而是稳定在系统稳定工作时所对应的值，整个过程无需进行开关切换，自动平稳地从启动阶段过渡到稳定工作状态。

若采用恒定电流对电容充电来产生斜坡电压，在小电容值条件下，要得到缓慢上升的斜坡电压，需采用nA级的微小电流来实现，如此微小的电流源难以精确控制，容易受工艺影响。设计思想是采用脉冲电流对电容进行充电，使其等效的平均充电电流很小，从而实现小的上升斜率。本文斜坡产生电路首先产生如图 2a所示的窄脉冲信号，然后在N个窄脉冲中吞咽掉(N-1) 个窄脉冲，如图 2b所示；再采用该窄脉冲对电容充电，产生如图 2c所示的缓慢阶梯上升的斜坡电压。若窄脉冲宽度为T_on，周期为T，N个窄脉冲被吞咽掉(N-1) 个脉冲，充电电流为I，充电电容为C，斜坡电压上升斜率可表示为：

由于T_on/NT的比值很小，即充电的平均电流很小，从而可以采用小电容实现缓慢上升的斜坡电压。

基于上述设计思路，本文斜坡电压产生电路由窄脉冲产生电路、脉冲吞咽电路和脉冲充电电路3部分组成，如图 3所示。其工作原理如下：使能信号V_EN为低电平时，与非门NAND输出高电平，MP1关断，整个电路不工作，同时反相器INV1输出高电平，MN12管导通，施密特触发器SMIT1输出信号V_TR为高电平；当使能信号V_EN高电平有效后，与非门NAND输出低电平使MP1导通，电流偏置电路MN1~MN5、NM7以及MP2~MP4导通工作，电容C₂通过MN7管进行放电，反相器INV2输出信号V_CP为低电平，使与门AND输出低电平，MN6关断，电流I₁对电容C₁充电。电容C₁的电压V_C1逐渐上升，当上升到使MN8管导通后，MN8管与MN7管构成源跟随器结构，V_C2跟随V_C1逐渐增大。V_C2增大到施密特触发器SMIT2的正向阈值电压V_H后，SMIT2输出发生翻转，V_CP变为高电平使与门AND的输出变为高电平，MN6管导通对电容C₁进行放电，其电压V_C1迅速减小，从而使得MN8管关断，MN7管以电流I₂对电容C₂进行放电，电容C₂电压V_C2逐渐减小。当V_C2减小到SMIT2负向阈值电压V_L后，SMIT2输出发生翻转，V_CP变为低电平并使与门AND输出低电平关断MN6管，电流I₁通过MP3管再次对电容C₁充电。如此反复，电容C₁和C₂上的电压V_C1、V_C2为三角波波形。其中电容C₂上的电压V_C2经过施密特触发器SMIT2和反相器INV2整形后，输出周期性的窄脉冲信号V_CP，其周期可表示为：

式中，T_on为窄脉冲宽度；I₁为电流源MP3管的电流；I₂为电流源MN7管的电流；V_H、V_L分别为施密特触发器SMIT2的正向阈值电压和负向阈值电压。

图 3中间虚线框内为脉冲吞咽电路，其输入信号为窄脉冲信号V_CP，输出信号为V_PULSE。D触发器输出信号Q₀、Q₁分别为窄脉冲信号V_CP的2、4分频信号，将Q₀、Q₁与V_CP信号经过3输入与门AND3，便实现了每4个V_CP窄脉冲中3个脉冲被吞咽。

图 3右边虚线框内为窄脉冲充电电路，其工作原理如下：使能信号V_EN高电平有效时，反相器INV1输出低电平，MN12关断；当V_PULSE为高电平时，MN13导通对电容C₃充电，充电电流大小为I₃，斜坡电压信号V_RAMP上升；当V_PULSE为低电平时，MN13关断，V_RAMP保持不变，从而实现了缓慢上升的阶梯斜坡电压。当V_RAMP增大到施密特触发器SMIT1的正向阈值电压后，其输出信号V_TR变为低电平使MP5管导通，V_RAMP被上拉至电源电压；同时V_TR控制与非门NAND输出高电平使MP1关断，整个斜坡电压产生电路自动关闭。斜坡电压V_RAMP较小时，MN9~MN11管导通为电容C₃充电，使V_RAMP能够快速上升；当V_RAMP增大到一定值时，MN9~MN11自动关断，仅电流源I₃对电容C₃实行脉冲充电，此时由式(2)、式(3) 可得斜坡电压台阶幅度为：

上升斜率为：

图 4为本文带软启功能的误差放大器，其电路是在经典两级运算放大器的基础上增加MN5管和MN6管实现。虚线框内为图 1中的钳位电路，放在此图中是为了描述方便。图中V_FB为转换器的反馈电压，V_REF为参考电压，V_RAMP为斜坡电压，V_EA为误差放大器输出信号，V_{EA_MIN}为设定最小电感峰值电流的控制电压，偏置电流关系为I₁=2I₂=I_ss。软启动控制电路工作原理如下：启动开始时，斜坡电压V_RAMP较小，MN5管关断，MP4、MP5管为电流镜且均关断，输出电压V_EA接近于0。由于V_EA小于V_{EA_MIN}，由OTA和MN7管构成的低电压钳位电路工作，即OTA的输出升高使MN7管导通，V_EA钳在V_{EA_MIN}。当斜坡电压V_RAMP增大到使MN5导通后，缓慢上升的斜坡电压V_RAMP使得MN1/MN5/MP4支路电流逐渐增大，同时MP5管电流也逐渐增大(MP4、MP5管构成电流镜)。当流过MP5管的电流大于MN4管的下拉电流时，V_EA升高，钳位电路失去作用，误差放大器输出信号V_EA由斜坡电压V_RAMP控制，其值可表示为：

即实现误差放大器输出信号V_EA跟随V_RAMP。缓慢上升的V_EA信号通过PWM调制电路控制功率开关管导通时间逐渐增加，转换器输出电压V_o和电感电流缓慢增大，直到转换器输出电压V_o接近期望值，使得反馈信号V_FB接近参考电压V_REF，误差放大器工作在平衡状态，V_EA逐渐稳定在转换器稳定工作时所对应的V_EA值，转换器自动平稳地过渡到稳定工作状态。此后斜坡电压V_RAMP继续上升，增大到预定值后，斜坡产生电路将自动关断，同时V_RAMP被拉到电源电压，MN5管工作在深线性区，其漏源电压差极小，对误差放大器的性能影响较小。

该软启动电路集成到峰值电流模升压型DC-DC开关转换器中，电路采用CSMC 0.5 μm BCD工艺实现。本设计中，斜坡电压产生电路中的偏置电流I_BIAS=0.8 μA, 电流I₁、I₂、I₃分别为0.2、4、0.2 μA，电容C₁、C₂、C₃分别为0.4、0.2、2.5 pF，总计3.1 pF。输入电压3.5 V，输出电压12 V，电感为10 μH，输出电容为20 μF，负载为30 Ω的电阻。图 5为斜坡电压产生电路仿真波形图(典型工艺角，温度27 ℃)，其中V_c1为电容C₁电压波形，V_c2为电容C2电压波形，V_CP为脉冲吞咽电路输入信号，V_PULSE为脉冲吞咽电路输出信号，V_RAMP为输出斜坡电压，实现了斜率为0.18 mV/μs，台阶幅度为5.04 mV的斜坡电压。在各种不同工艺角(ff, fs, tt, sf, ss)和温度(-40~120 ℃)条件下仿真结果表明，斜坡电压V_RAMP的斜率变化范围为(0.15~0.2 mV/μs)，台阶幅度变化范围为(4.4~5.4 mV)。

图 6为软启动过程的仿真波形图，从上至下依次为软启动使能信号V_EN，误差放大器输出信号V_EA和斜坡电压信号V_RAMP，电感电流I_L以及转换器输出信号V_o。在软启动使能信号V_EN有效后的T1时间段，斜坡产生电路中的MN9~MN11管导通，为电容C₃提供额外的充电电流，斜坡电压信号V_ramp迅速上升；同时误差放大器输出信号V_EA被钳位于V_{EA_MIN}。当斜坡电压V_ramp增大到一定值后，MN9~MN11关断，只有电流源I₃对电容C₃实行脉冲充电，斜坡电压V_ramp以恒定的斜率上升。T2时间段，斜坡电压V_RAMP使误差放大器中MN5管导通后，误差放大器输出电压V_EA跟随斜坡电压缓慢上升，控制输出电压V_o和电感峰值电流I_L缓慢上升。T3时间段，输出电压V_o增大到期望值12 V附近，误差放大器逐渐工作在平衡状态，误差放大器输出信号V_EA不再随斜坡电压V_RAMP的升高而增大，而是逐渐稳定在转换器稳定工作时所对应的电压V_EA，转换器平稳过渡到稳定工作状态。此后，V_RAMP上升到大于斜坡电压产生电路中施密特触发器SMIT2的正向阈值电压后，V_RAMP被拉到电源电压，斜坡产生电路被关断。

斜坡信号V_RAMP每个台阶变化周期转换器的工作过程如下：当V_RAMP上升一个台阶高度时，PWM输出信号占空比产生一个阶跃，功率开关管导通时间增加，电感电流变大，电流检测电路检测电流并反馈到PWM输入端，形成负反馈，使功率开关管导通时间稳定到与V_RAMP信号大小相对应的值。电流环路的响应速度非常快，1~2个开关周期内即可稳定。稳定后，斜坡信号V_RAMP保持不变，每个开关周期功率开关管导通的时间不变，电感存储相同的能量对滤波电容进行充电，输出电压以相同幅度上升(不考虑负载电流随输出电压上升而变大的影响)，直到斜坡信号的下一个跳变周期。因此斜坡信号V_RAMP值越大，滤波电容越小，输出电压上升越快，所需软启动时间越短。但是若斜坡信号上升斜率过大(即斜坡信号V_RAMP短时间内达到一个很大的值)，电感电流迅速增加，滤波电容电压迅速上升，当输出电压达到预定值后，误差放大器开始工作，电压环路形成闭环，误差放大器输出电压V_EA不再受斜坡信号V_RAMP的控制，而是迅速变小，导致电感电流急剧下降甚至降为0，启动过程将产生大的浪涌电流。对于相同斜率的斜坡信号，滤波电容越大，输出电压上升的速度越慢，其达到预定值的时间越长，则输出电压达到预定值时所对应的斜坡信号V_RAMP值越大，电感电流越大，产生的浪涌电流越大。因此斜坡信号上升斜率越大、滤波电容越大则启动过程中产生的浪涌电流越大，即转换器系统所允许的浪涌电流和纹波大小(纹波越小，滤波电容越大)决定了斜坡信号的上升斜率和启动时间。

对于相同斜率的斜坡信号，根据式(3) ~式(5) 可以有不同的实现方式：大的台阶幅度和大的吞咽数或小的台阶幅度和小的吞咽数。假设两种实现方式的台阶幅度的比值为M，则大台阶幅度斜坡信号的时间周期T_L=MT_S，T_S为小台阶幅度斜坡信号的时间周期。启动过程中，对于大台阶幅度的斜坡信号电感电流跳变幅度大，启动过程不够平滑，但启动时间短；小台阶幅度的斜坡信号电感电流跳变幅度小，启动比较平滑，但启动时间长。因为斜率相同，在M值不是很大的情况下，这两种方式所产生的最大浪涌电流和启动时间差别不大。由式(3) 和式(4) 可知，在不改变窄脉冲信号V_CP周期的情况下(即电容C₁、C₂不变)，脉冲吞咽数每增加一倍，相应地台阶幅度增加一倍(保持斜率不变)，则电容C₃的面积减小一倍，D触发器增加一个。当电容C₃面积较大时(台阶幅度较小时)，增加脉冲吞咽数，则电容C₃面积减小量相当可观，并且台阶幅度绝对值增加量较小，对启动过程中平稳性影响较小；但是当电容C₃面积已经较小，此时再增加脉冲吞咽数，电容C₃面积减小量非常有限，反而台阶幅度绝对值增大幅度较大，导致启动过程中电感电流跳变幅度增大，启动过程不平滑。通常设定脉冲吞咽数使电容C₃的值减小到pF级是个合适的选择。

采用CSMC 0.5 μm 2P3M BCD工艺进行版图设计，软启动电路版图如图 7所示，其面积为210×89 μm²。

本文软启动电路中的斜坡产生电路非常灵活，可以选择不同的吞咽脉冲数和台阶幅度来满足不同的应用要求，并且可以在电路面积与启动的平稳度能达到很好的折中。相对文献[6-8]采用电流对电容充电产生斜坡信号的方法而言，本文斜坡产生电路在对启动平稳度影响较小的情况下，极大地减小了电路面积；由于高精度DAC实现难度大，电路复杂，文献[3, 10-12]采用的DAC产生斜坡信号的方法使得斜坡信号的最小台阶幅度受到限制，不适合于对启动过程平稳度要求高的应用。文献[10, 12]软启动电路所产生的台阶幅度均为8 mV，其版图面积分别为0.04 mm²和0.043 mm²，若要进一步减小台阶幅度，其电路复杂程度和面积将大幅度增加。相比而言，本文软启动电路的台阶幅度为5 mV，版图面积为0.018 mm²，消耗的面积较小，并且避免了由于DAC计数器最高位从“0”变为“1”，其他低位从“1”变为“0”时产生的毛刺现象。同时本文软启动电路在传统误差放大器基础上仅增加两个晶体管就实现了软启动控制，软启动过程无需开关切换，避免了开关切换引起的电感电流的扰动。

本文提出了一种新颖的软启动电路，实现了从启动状态自动平滑地过渡到稳定状态，电感电流和输出电压平稳上升，无浪涌电流和电压过冲现象出现。该电路简单灵活易实现，便于片上集成。