手持移动通讯系统中，功率放大器是非常关键的元件，也是主要的耗能部分。而功率放大器的效率和线性度都直接影响通讯终端的通信质量和时长。因此功率放大器在满足严格的线性特性外还要满足效率的要求^[1]。应用于功率放大器设计的工艺主要采用III-V族化合物和硅工艺技术。而为了能实现高性能射频功率放大器的设计多采用砷化镓异质结双极型晶体管(GaAs HBT)，通过对HBT的非线性特性的补偿可以获得优异的线性性能^[2]。高性能GaAs HBT功率放大器的设计除了考虑线性度、效率等基本指标，还有温度补偿等。

双极性晶体管与场效应晶体管不同，需要直流电流加到输入端口。为了得到高线性度和高功率附加效率(PAE)，射频前端功放常常偏置在AB类。AB类放大与从电源拉取的平均电流与输入信号强度有关。随着输入的功率信号增大，由于基-发射结的整流特性，大的负电流信号和大的正电压信号会被削减。因此，流过基-发射结的电流增加，而两端的电压减小。而且基-发射结电压(V_be)的减小将引起跨导的减小，最终导致更早的增益压缩和失真^[3]。为了补偿增益压缩和失真，最有效的方式就是补偿V_be，而这可以通过采用有源偏置电路偏置提升技术实现^[4]。一般地，功放的效率可以通过低静态电流的有源偏置电路改善。但是在保证增益和输出功率的同时，静态电流只能减小到一定程度。此外，由于AB类放大器较小的集电极电流或者小的V_be，如果有一个合适的负载匹配网络就能达到一定的增益扩张及效率提升。实际上，F类负载匹配网络^[5]是很好的选择。

HBT有很强的热敏感性，器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响明显^[6]。因此，对HBT进行温度补偿能提高线性度^[7]，而片上温度补偿多基于偏置电路。文献[8]研究了反馈偏置电路对温度补偿，取得了一定的效果；文献[9]通过对偏置电路加一个电压补偿电路实现温度补偿，在极低静态电流下补偿效果明显；文献[10]也对温度补偿进行研究。

本文介绍了一个工作在1 920～1 980 MHz频段基于GaAs HBT工艺的两级功率放大电路。该放大电路包括具有提高线性度与温度补偿的有源偏置电路以及一个F类工作模式的输出匹配。该温度补偿电路通过调节基极静态偏置电流实现温度补偿。这些技术的使用，能使功率放大器在较大的温度范围下，保证高线性度的同时具有高的效率。

为了提高线性度及饱和抑制输出功率区域的增益压缩，基于二极管线性化技术设计的失真补偿有源偏置电路如图 1所示。

图1

图1 偏置电路

当输入功率增加，功率管Q₀的直流电流增加，由于二极管整流的特性，Q₀的基极电位V_b0会减小；泄露进偏置电路的射频信号，经过Q₃，然后由电容C旁路到地，从而保持了Q₃的基极电位V_b3不变；而Q₃的基-射级二极管因为整流作用，其基-射电压V_be3会下降，因此补偿了V_b0的下降，使得Q₀的偏置点在高功率保持不变，从而抑制增益压缩。

通过一个反馈环路，可以将HBT内部的热电反馈用环路增益表达。当基极偏置由一个电压源和一个整流电阻R_b串联组成时，最终的环路增益为^[11]：

偏置电路中Q₁、Q₂、R₀、R₂构成一个温度补偿模块。当温度变化时，假设所有晶体管基-发射级电压变化为-ΔV_be，则流过晶体管Q₁的电流变化量为：

由于Q₁、Q₂构成镜像电路，流经Q₂的电流变化量为：

结点m的电位变化量为：

该变化量与-ΔV_be变化趋势相反，从而温度补偿模块在温度变化时补偿了静态偏置电流。

令式(4)等于ΔV_be，由式(3)得：

将式(1)和式(2)代入式(5)，可得：

通过以上等式关系，可以确定温度补偿电路各个器件的参数。

一个基于Wavetek InGaP/GaAs HBT工艺，工作在1.95 GHz的两级线性功率放大器的原理图如图 2所示。

图2

图2 原理图

虚线框P1是功率放大器的MMIC部分，为了方便调试，其他部分都在PCB板上实现。扼流电感及输出匹配在PCB上。两级都是先分开设计，然后通过合适的级间匹配网络连接在一起。偏置电路如图 1所示，为了高效率与高线性度的折中，两级电路都是偏置在AB类。考虑到HBT热效应引起的电流坍塌，镇流电阻(如图 1的R₃)需要兼顾该电阻引起的增益扩张及对HBT热效应的抑制作用。输入高通匹配网络是为了第一级获得高增益，输出匹配是为了获得高功率、高效率。输出匹配电路的C₁、L₁构成2阶谐波抑制电路，C₂、L₃构成3阶谐波抑制电路。如图 3所示，整个输出匹配电路是选择合适的谐波阶次，并考虑F类的效率与近似实现而设计^[12]，i₁、i₂、i₃和V₁、V₂、V₃分别表示3种不同输出匹配配置下的集电极电流和电压。

图3

图3 输出集电极电流和电压时域图

该电路两级的发射极面积大小分别为798 μm²和3 948 μm²，静态电流分别为19 mA和52 mA，电路的工作电压为3.4 V。芯片die如图 4所示，大小为610μm×750μm，最终实现芯片大小为3mm×3mm。

图4

图4 芯片照片

使用安捷伦的网络分析仪E5071C测得功率放大器的小信号S参数S₁₁、S₂₁、S₂₂如图 5所示，在1 920～1 980 MHz频段范围内S₂₁超过27 dB，变化小于1 dB；S₁₁基本在-10 dB以下。通过S₂₁可看出谐波也有较好的抑制。

图5

图5 小信号S11、S21、S22参数图

用安捷伦的信号发生器N5182A和信号分析仪N9030A搭建测试平台，采用WCDMA调制信号输入，在25 ℃、-20 ℃和80 ℃测得该功率大器性能如图 6和图 7所示。从图 6可以看出，常温下增益(Gain)为27 dB，输出功率(P_out)为28 dBm的时候功率附加效率(PAE)达到了42%。从图 7中可以看出，常温下输出功率为27 dBm时也能满足WCDMA的标准；输出28 dBm时，邻信道功率比(ACPR)为-36 dBc。而在高温和低温情况下，PAE和ACPR变化较小，增益的波动也小于±2 dB。此外，静态电流会随温度的增加而增加，变化量也小于5 mA。

图6

图6 不同温度环境下的增益和功率附近效率

图7

图7 不同温度环境下的邻信道功率比

从表 1中静态电流变化量可以看出，本文的温度补偿电路有较好的温度补偿性能，而且对功率放大器的主要性能随温度变化也有较好的抑制。此外，文献^[9]的静态电流变化量最低，是其静态电流工作在12.5 mA的极低状态。表 2为工作在同一个频率范围的不同功放设计的对比。

表1

表1 温度补偿性能对比

表1 温度补偿性能对比 温度范围 /ºС ICQ变化 /mA Gain变化 /dB PAE变化 /% ACPR变化 /dBc 文献[8] -25～85 6 — — — 文献[9] -30～85 4 — — ＞5 文献[13] -20～80 — 1.1 — — 本文方法 -20～80 5 3.8 1.5 3

表2

表2 功率放大器主要性能对比

表2 功率放大器主要性能对比 常温 Process ICQ /mA Gain /dB PAE/% @Pout/dBm ACPR/dBc @Pout/dBm 文献[14] HBT 37 20.6 45.7@29.3 -32.7@27 文献[15] BiFET 100 27.5 42@28.5 -40@28.5 文献[16] pHEMT 110 27 42@28.5 -40@28.5 本文方法 HBT 71 27 42@28 -36@28

本文设计了一种有温度补偿特性的功率放大器。其中温度补偿电路结构简单，能跟功率放大器集成为单一芯片。该放大器的工作电压为3.4 V，输入输出级静态电流很低，分别为19 mA和52 mA，常温下该放大器增益有27 dB；输出功率为28 dBm时功率附件效率(PAE)达到了42%，ACPR为-36 dBc。在-20 ℃到80 ℃之间PAE和ACPR在低功率输出时基本不变。可见该电路利用有源偏置电路有效地提高了线性度，并且降低了放大器对温度的敏感性。放大器采用F类的工作模式设计也获得了较高的效率和较好的谐波抑制。