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近年来，电动汽车产业得到了持续发展。作为核心技术之一，电动汽车的充电装置受到了广泛关注和研究[1-2]，其阶段式充电过程需要功率变换器具备高转换效率、电气隔离和宽电压增益输出范围的能力。
LLC谐振变换器能够实现原边开关管的零点压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）和副边整流管的零电流关断（Zero Current Switching, ZCS），有着较高的转换效率和功率密度、良好的调压特性等优点，引起了广泛关注[3-4]。
为了满足宽电压增益输出的要求，LLC谐振变换器往往采用较大变换范围的调频控制。但由此带来了效率明显降低、磁性元件设计困难、轻载调节有限等问题[5-6]。因此，文献[7]增加了升压电路拓扑，将两相交错升压电路与LLC拓扑集成在一起，采用变占空比的控制方式，改善了增益范围和工作区间，但额外的升压电路器件降低了系统的功率密度，同时也增加了控制难度。文献[8]提出一种全桥三电平LLC谐振变换器的控制方法，采用固定频率工作，简化磁性元件设计，但控制相对复杂。文献[9]提出一种新型多电平 LLC 谐振变换器拓扑，该变换器在传统 LLC 的基础上，通过增加桥臂和辅助变压器，在半个逆变周期内构造出两种电平，拓宽了输出电压。文献[10]采用两组LLC谐振腔，恒压模式下，两组谐振腔均工作在LC串联谐振点处；恒流模式下，一组工作在LC串联谐振点，一组工作在LLC串并联谐振点，负载变化时开关频率的变化范围减小。文献[11]的副边整流电路采用倍压整流结构，电路具有3种工作模式。通过改变驱动信号，可实现半桥和全桥模式的切换，获得较宽的电压增益范围，但在满载输出时有较大的循环电流。文献[12]通过拓扑变形，在逆变电路的全桥与半桥进行变换，并研究了全桥与半桥平滑切换的方法。文献[13]采用PWM控制方法，变换器工作在谐振频率点，通过改变辅助开关管的占空比调节输出电压，定频控制方法有效地缩小了磁性元件的尺寸，但是非对称整流电路导致谐振电流不对称。文献[14]提出了突发模式与移相控制结合的控制策略，对谐振参数和最大移相角进行优化，通过低谐振电流实现宽输出电压范围，但输出电压上有较大的纹波。
为此，本文提出一种采用谐振电感复用的LCL-T/LLC谐振变换器，可应用于储能系统的充电。谐振电感Lr置于变压器副边，既参与恒流充电模式下的LCL-T谐振变换，也参与恒压充电模式下的LLC谐振变换。所设计的变换器虽然增加了一个LCL-T谐振腔，但由于复用了谐振电感Lr，所以只需增加一个磁性元件。LCL-T谐振变换器的固有恒流输出特性减小了谐振变换器工作频率的变化范围，使其工作在谐振频率附近，从而降低了磁性元件设计难度。另外，谐振电感位于变压器副边，减小了死区时间内由励磁电流在谐振腔中循环导致谐振电感产生磁芯损耗，提高了谐振变换器的转换效率。本文详细分析了LCL-T/LLC谐振变换器的工作模式和电压/电流增益特性，并给出了关键参数的设计。最后制作了一个3.3 kW的实验样机，仿真和实验结果验证了理论的可行性和有效性。
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本文所提谐振变换器的拓扑结构如图1所示。其中Q1～ Q4为逆变电路的开关管，D1～ D4为整流二极管。Cin和Co为滤波电容，Cb为隔直电容，Lr、C1、L1为LCL-T谐振变换器的谐振元件，Lr、Cr、Lm为LLC谐振变换器的谐振元件，S1、S 2和S 3为辅助开关。
图 1 采用谐振电感复用的LCL-T/LLC谐振变换器
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辅助开关S1和S3的驱动信号为低电平，开关S1和S3断开。辅助开关S2的驱动信号为高电平，开关S2闭合。谐振电感Lr参与LCL-T谐振，所提变换器工作于恒流充电阶段。采用基波分析法（FHA）得其交流等效电路如图2所示。
$ V'_{AB} $ 为电压VAB基波分量等效到变压器副边的值，Rac为整流电路等效电阻。
图 2 LCL-T谐振变换器的交流等效电路
LCL-T谐振变换器的谐振频率：
$$ fr = \frac{1}{{2{\text π} \sqrt {L_rC_1} }} $$ (1) 其交流等效电阻Rac可表示为：
$$ Rac = \frac{8}{{{{\text π} ^2}}}R_L $$ (2) 电压增益G定义为谐振网络的输出电压与输入电压之比，进行归一化处理后可得：
$$ G\left( {k,Q,{f_n}} \right) = \frac{1}{{1 - f_n^2 + j \cdot Q \cdot {f_n}\left( {1 + \lambda - \lambda f_n^2} \right)}} $$ (3) 其中λ=L1/Lr，fn为归一化频率， Q为品质因数，
$Q = {{\sqrt {{{L_r} \mathord{\left/ {\vphantom {{L_r} {C_1}}} \right. } {C_1}}} } \mathord{\left/ {\vphantom {{\sqrt {{{L_r} \mathord{\left/ {\vphantom {{L_r} {C_1}}} \right. } {C_1}}} } {Rac}}} \right. } {Rac}}$ 。由式（2）可知，当1+λ-λfn2=0，即$fn = \sqrt {\dfrac{{\lambda + 1}}{\lambda }} $ 时，LCL-T谐振变换器电压增益的模为1，谐振网络的输入电压等于输出电压。电流增益H定义[15]为：
$$ H = \frac{{Icd}}{{{{V'_{AB}}}}} $$ (4) Icd是流过等效电阻的电流，
$ V_{AB}^{'} $ 为LCL-T谐振腔输入电压，由此可得：$$ H = \frac{{{I_{cd}}}}{{{{V_{AB}'}}}} = \frac{1}{{{R_{ac}}}}\frac{{{V_{CD}}}}{{{{V_{AB}'}}}} = \frac{1}{{{R_{ac}}}}G = \frac{Q}{{\omega rL_r}}G $$ (5) 代入式（2）可得：
$$ H = \frac{1}{{\omega rL_r}}\frac{Q}{{1 - f_n^2 + {\text{j}} \cdot Q \cdot {f_n}\left( {1 + \lambda - \lambda f_n^2} \right)}} $$ (6) 当fn=1时，电流增益的模为
$\dfrac{1}{{\omega rL_r}}$ ，此时电流增益与品质因数Q无关，即与等效负载无关。LCL-T电压增益、电流增益曲线如图3所示。电压增益曲线过点A
$(\sqrt {\dfrac{{\lambda + 1}}{\lambda }} ,1)$ ，电流增益曲线过点B$(1,\dfrac{1}{{\omega rL_r}})$ 。
图 3 LCL-T电压增益、电流增益随归一化频率fn和品质因数Q变化曲线
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辅助开关S1和S3的驱动信号为高电平，开关S1和S3闭合。辅助开关S2的驱动信号为低电平，开关S2断开。谐振电感Lr参与LLC谐振，所提变换器工作于恒压充电阶段。其交流等效电路如图4所示：
图 4 LLC谐振变换器的交流等效电路
其交流等效电阻Rac可表示为：
$$ Rac = \frac{{8{n^2}}}{{{{\text π} ^2}}}R_L $$ (7) 其中，n为变压器变比。电压增益G定义为谐振网络的输出电压与输入电压之比，进行归一化处理后可得：
$$ G\left( {k,Q,{f_n}} \right) = \frac{{k \cdot f_n^2}}{{{{\left[ {\left( {1 + k} \right)f_n^2 - 1} \right]}^2} + {\text{j}}\left[ {k \cdot Q \cdot {f_n}\left( {f_n^2 - 1} \right)} \right]}} $$ (8) 式中k=Lm/Lr为电感系数，fn为归一化频率，Q为品质因数。当fn=1时，电压增益的模为1。
LLC谐振变换器的电流增益H定义为：
$$ H = \frac{{Icd}}{{{V_{AB}}}} $$ (9) Icd是流过等效电阻的电流，Vab为LLC谐振腔输入电压，由此可得：
$$ H = \frac{{{I_{cd}}}}{{{V_{AB}}}} = \frac{1}{{{R_{ac}}}}\frac{{{V_{CD}}}}{{{V_{AB}}}} = \frac{1}{{{R_{ac}}}}G = \frac{Q}{{\omega rL_r}}G $$ (10) 代入式（7）可得：
$$ H = \frac{1}{{\omega rL_r}}\frac{{Q \cdot k \cdot f_n^2}}{{{{\left[ {\left( {1 + k} \right)f_n^2 - 1} \right]}^2} + {\text{j}}\left[ {k \cdot Q \cdot {f_n}\left( {f_n^2 - 1} \right)} \right]}} $$ (11) 当
$\left( {1 + k} \right)f_n^2 - 1 = 0$ ，即$fn = \dfrac{1}{{\sqrt {1 + k} }}$ 时，LLC谐振变换器电流增益的模为：$$ \left| H \right| = \frac{1}{{\omega rL_r}}\frac{{\sqrt {k + 1} }}{k} $$ (12) LLC电压增益、电流增益曲线如图5所示。电压增益曲线过点C
$(1,1)$ ，电流增益曲线过定点D$(\dfrac{1}{{\sqrt {k + 1} }},\dfrac{1}{{\omega rL_r}}\dfrac{{\sqrt {k + 1} }}{k})$ 。
图 5 LLC电压增益、电流增益随归一化频率fn和品质因数Q变化的关系曲线
对比图3和图5可得，在恒流充电阶段，选择LCL-T谐振变换器工作在B点，电流增益与负载无关，当负载发生变化时，开关频率的变化范围很小；在恒压充电阶段，选择LLC谐振变换器工作在C点，电压增益受负载影响较小，当负载发生变化时，开关频率的变化范围很小。因此满足了储能系统的阶段式充电要求。
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谐振变换器之所以能够实现软开关是因为其工作在谐振腔的感性区，谐振腔输入电流滞后于输入电压，在原边开关管开通之前，励磁电流已完成对其寄生电容的充放电，并迫使其体二极管反向导通。因此，参数设计中，电感系数的取值范围为λ≤1，2≤k≤10。
表1为所设计变换器的主要参数指标，根据设计需求，在确定谐振频率与电感比之后，先设计LCL-T谐振腔参数。
表 1 电源主要参数指标
参数 符号 数值 输入电压 Vin 380-400 V 输出电压 Vo 180-330 V 输出电流 Io 10 A 输出功率 Po 3.3 kW LLC电感系数 k 3 LCL-T电感系数 λ 1 谐振频率 fr 100 kHz -
根据图2，谐振电感Lr的电流为：
$$ Ir = \frac{{V'_{AB}}}{{j\omega L_r + \dfrac{1}{{j\omega {C_1}}}//\left( {{R_{ac}} + j\omega L_1} \right)}} $$ (13) 经归一化处理，当fn=1时，Ir可表示为：
$$ I_r = \frac{{V'_{AB}}}{{\sqrt {{{L_r} \mathord{\left/ {\vphantom {{L_r} {C_1}}} \right. } {C_1}}} }}\left[ {\frac{1}{Q} - j\left( {1 - \lambda } \right)} \right] $$ (14) 当λ=1时，谐振腔输入电压与流过谐振电感Lr的电流同相位，变换器可实现ZVS。
流过电感L1的电流可表示为：
$$ IL_1 = \frac{{V'_{AB}}}{{\sqrt {{{L_r} \mathord{\left/ {\vphantom {{L_r} {C_1}}} \right. } {C_1}}} }}\frac{Q}{{1 - f_n^2 + {\text{j}} \cdot Q \cdot {f_n}\left( {1 + \lambda - \lambda f_n^2} \right)}} $$ (15) 如1.1所分析，当fn=1时，IL1与等效负载无关：
$$ IL_1 = - j\frac{{V'_{AB}}}{{\sqrt {{{L_r} \mathord{\left/ {\vphantom {{L_r} {C_1}}} \right. } {C_1}}} }} $$ (16) 此时，输出电流Io计算为：
$$ Io = \frac{1}{{\text π} }\int_0^{\text π} {\left| {IL_1(t)} \right|} {\text{d}}\omega {\text{t = }}\frac{2}{{\text π} }\frac{{V'_{AB}}}{{\sqrt {{{L_r} \mathord{\left/ {\vphantom {{L_r} {C_1}}} \right. } {C_1}}} }} $$ (17) 结合式（1） （14） （16），可确定谐振元件Lr，L1，C1的取值。选择Lr=L1=30 μH，C1=84 nF。
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为了让变换器始终工作在理想区，变压器变比计算公式如下：
$$ n = \frac{{k + 1}}{k}\frac{{V_{in\_nom}}}{{V_{o\_nom}}} $$ (18) 由于谐振电感Lr复用，在LCL-T谐振腔中已经计算Lr的参数，本节只需计算Cr和Lm的参数:
$$ {C_r} = \frac{1}{{2{\text π} \cdot Q \cdot {f_r} \cdot {R_{ac}}}} $$ (19) $$ {L_m} = \frac{{k + 1}}{{{{\left( {2{\text π} \cdot {f_r}} \right)}^2}{C_r}}} $$ (20) 选择Lm=242 μH，Cr=36 nF。
为了能够实现逆变侧开关管的零电压开通，还需确保谐振腔电流能够在死区时间内完成对开关管寄生电容的充放电。因此需要计算谐振腔电感电流峰值最小值Imp_min和寄生电容所需充放电电流IZVS。
$$ {I_{mp\_\min }} = \frac{{{V_{in\_\max }}}}{{4{f_{\max }}\left( {L_m + {L_r}} \right)}} $$ (21) $$ {I_{ZVS}} = \left( {2{C_{oss}} + {C_{stray}}} \right)\frac{{{V_{in}}}}{{{T_d}}} $$ (22) 其中，Coss为开关管两端寄生电容，Cstray为桥臂中点对地电容。若Imp_min小于IZVS，则不满足实现软开关条件，需要重新选择额定谐振频率以及电感比值k。图6为主要参数计算流程。
图 6 参数设计流程
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辅助开关S1、S2、S3通常采用MOS管实现。MOS管的选型可基于辅助开关的电压应力和电流应力。辅助开关S1电流应力IS1与输出电流Io的关系为：
$$ Io = \frac{{2\sqrt 2 }}{{\text π} }I_{S1}^{} $$ (23) S1的电压应力VS1为：
$$ V_{S1} = \frac{{j\omega {L_1}}}{{{R_{ac}} + j\omega {L_1}}}\frac{{{1 \mathord{\left/ {\vphantom {1 {j\omega {C_1}//({R_{ac}} + j\omega {L_1})}}} \right. } {j\omega {C_1}//({R_{ac}} + j\omega {L_1})}}}}{{j\omega L_r + {1 \mathord{\left/ {\vphantom {1 {j\omega {C_1}//({R_{acd}} + j\omega {L_1})}}} \right. } {j\omega {C_1}//({R_{acd}} + j\omega {L_1})}}}}V'_{AB} $$ (24) 进行归一化处理：
$$ V_{S1} = \frac{{j \cdot \omega n \cdot \lambda \cdot Q}}{{1 - f_n^2 + {\text{j}} \cdot Q \cdot {f_n}\left( {1 + \lambda - \lambda f_n^2} \right)}}V'_{AB} $$ (25) 结合2.1节的分析，VS1的模为：
$$ \left| {V_{S1}} \right| = V'_{AB} $$ (26) 辅助开关S2的电流应力归一化处理后为：
$$ I_{S2} = \frac{{V'_{AB}}}{{Zn}}\frac{{j \cdot fn - f_n^2 \cdot \lambda \cdot Q}}{{1 - f_n^2 + {\text{j}} \cdot Q \cdot {f_n}\left( {1 + \lambda - \lambda f_n^2} \right)}} $$ (27) IS2的模为：
$$ \left| {I_{S2}} \right| = \frac{{V'_{AB}}}{{Zn \cdot Q}}\sqrt {1 + {Q^2}} $$ (28) 根据1.2节对交流等效电路的分析，S2的电压应力VS2为：
$$ {V_{S2}} = Vo $$ (29) 辅助开关S3的电流应力：
$$ I_{S3} = \frac{{Vo\_nom}}{{16nR_L}}\sqrt {8{{\text π} ^2} + \frac{{32{n^4}R_L}}{{L_mf{r^2}}}} $$ (30) 辅助开关S3的电压应力：
$$ {V_{S3}} = \frac{{{V_{in\_\max }}}}{2} + \frac{{\sqrt 2 {I_{S3}}}}{{2{\text π} {f_r}{C_r}}} $$ (31) 结合变换器设计参数，辅助开关S1 -S3的电压应力分别为318.3 V, 330 V, 422 V，电流应力分别为15.7 A, 29.2 A, 3.9 A。MOS管可选择英飞凌公司的IPW60R099P6，驱动芯片为英飞凌公司的单通道隔离式栅极驱动器1EDI60N12AF。
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为了验证所提拓扑结构的性能以及正确性，制作了一个额定功率为3.3 kW的实验样机，其设计参数如表2所示。
表 2 样机主要参数指标
参数 符号 数值 谐振电感 Lr 30 μH 电感 L1 30 μH 隔直电容 Cb 10 nF 电容 C1 84 nF 励磁电感 Lm 242 μH 谐振电容 Cr 36 nF 变压器变比 n 1.72 -
电池充电通常采用阶段式充电，图7为典型的阶段式充电曲线。先以恒流模式开始充电，电池电压上升。当电压升至额定电压时，转入恒压充电模式，电压恒定，充电电流开始下降。在充电模式切换点，变换器功率达到满载，其余时刻为非满载状态。
图 7 阶段式充电
利用PSIM仿真软件对所提变换器进行仿真验证。仿真结果如图8和图9所示。
图8为变换器在恒流阶段不同负载下的波形，电流Ir的波形表明了谐振电感Lr参与了LCL-T谐振变换。输入电压为400 V，当负载从18 Ω变化到33 Ω时，输出电流能够一直稳定在10 A，输出电压分别为180 V和330 V，对应于图7阶段式充电中[0,t0]阶段；变压器原边开关管实现了ZVS；变压器副边二极管实现了ZCS。
图9为变换器在恒压阶段不同负载下的波形，电流Ir的波形表明了谐振电感Lr参与了LLC谐振变换。同样，输入电压为400 V，当负载从33 Ω变化到132 Ω时，输出电压能够一直稳定在330 V，输出电流分别为10 A和2.5 A，对应于图7阶段式充电中[t0, toff]阶段。通过开关管DS两端的波形和GS两端波形可以看出，开关管实现了ZVS；通过二极管两端的电压和流过的电流可以看出二极管可以实现ZCS。
图 8 恒流阶段不同输出功率下的仿真波形
图 9 恒压阶段不同功率下的仿真波形
根据仿真波形可以看出变换器参数设计符合要求，全负载范围内均可以实现原边MOS管的ZVS与副边整流二极管的ZCS，实现了LCL-T与LLC谐振变换器的软开关。
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3.3 kW的实验样机及实验平台，如图10所示。
图 10 实验平台
图11是变换器恒流充电阶段不同负载下的实验波形，输入电压为400 V，Vds为开关管DS两端的电压， Vo和Io为输出电压和输出电流，Ir为谐振电流。输出电压分别为180 V和330 V，输出电流一直保持在10 A。开关管的工作频率范围为100-107 kHz。
图 11 恒流阶段不同功率下的输出波形
图12和13是变换器在恒流充电阶段软开关的实验波形，Vds是开关管DS两端的电压波形，Vgs是MOS管GS两端的电压波形，Vd是整流二极管两端的电压波形，Id是流过整流二极管的电流。从图中可以看出，在恒流充电阶段实验样机能够实现在不同充电电流下，原边开关管的ZVS以及副边整流管的ZCS。
图 12 恒流阶段不同功率下的ZVS和谐振电流波形
图 13 恒流阶段不同功率下的ZCS波形
图14是变换器恒压充电阶段不同负荷下ZVS、谐振电流及ZCS波形。可以看出，所设计电源样机在恒压充电阶段，能够实现原边开关管的ZVS以及副边整流管的ZCS，实验结果与仿真结果一致。
图 14 恒压阶段不同功率ZVS与Ir实验波形
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将所提变换器与其它变换器进行对比分析，结果如表3所示。本文所提变换器采用简单的调频控制方式，工作频率变化范围小。虽然增加了三个辅助开关，但谐振元件数量较少，且控制系统简单。利用LCL-T谐振变换器的固有恒流输出特性，本文所提变换器在整个充电过程中的工作频率一直在谐振频率附近，从而避免了因工作频率偏离谐振频率过多导致基波分析法的准确度大大下降，产生误差。本变换器采用简单的基波分析法便可满足分析精度要求，而无需复杂的时域分析法。
表 3 不同谐振变换器之间的对比
较小的开关频率变化范围也有利于磁性元件的设计，因为磁性元件设计时需要考虑最低工作频率，最低工作频率越大，磁芯尺寸也就越小。同时，较小的开关频率变化范围，更有利于降低磁性元件的磁芯损耗，提高变换器的转换效率。这是因为谐振变换器均能实现软开关，损耗差异主要体现在磁性元件损耗上。
$$ \left\{\begin{array}{l} B=\dfrac{L_m \cdot I_p}{N_p \cdot A_e} \\ P_{C V}=a \cdot\left(\dfrac{f_s}{10}\right) \cdot\left(B \cdot 10^3\right)^b \cdot\left(c-d t-e t^2\right) V_e \end{array}\right. $$ (32) 式（33）为磁性元件的损耗计算公式。其中，a、b、c、d、e为磁芯材料的相关系数，a、b为频率系数，c、d、e为温度系数，由磁芯自身材质决定。Ip为流过变压器励磁电感或谐振电感电流的峰值， fs为变压器或电感的工作频率，t为磁芯工作时的温度，Ve为变压器或电感体积。
在实际工作中，由于磁芯结构本身散热快，在加上元件选型时所留裕度较大，所以在全负载范围内磁性元件温升通常在40～50摄氏度左右，对磁芯损耗影响较小，可近似为常数。
因此，从式（33）可得磁性元件损耗与流过电流、工作频率密切相关。本文所提变换器有着较大的励磁电感，从而有着较小的励磁电流。另外，所提变换器的工作频率变化范围较小，进一步降低了磁性元件的损耗。图15提出了所提变换器与传统LLC谐振变换器损耗对比。从图中可以看出，本文所提谐振变换器的磁性元件损耗明显减小。
图 15 功率损耗分布
图16为变换器效率曲线图，红色曲线为本文所提变换器的效率曲线，黑色曲线为传统LLC谐振变换器的效率曲线。从图中可以看出，本文所提变换器在满载时效率为95.8%，比传统LLC谐振变换器效率提高了1.8%。轻载时，转换效率也比传统LLC谐振变换器有着明显提高。
图 16 转换效率曲线图
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本文提出了一种采用谐振电感复用的LCL-T/LLC谐振变换器，可用于储能系统的阶段式充电。利用LCL-T谐振变换器的电流增益特性让其工作在恒流充电阶段，以及LLC谐振变换器的电压增益特性让其工作在恒压充电阶段。在满足宽电压增益输
出要求的同时，大大减小了变换器的工作频率变化范围，减小了磁性元件的损耗，提高了转换效率。本分详细分析了变换器的工作模式和增益特性，为所提变换器的设计提供了理论依据，给出了设计规则和参数设计流程。最后通过3.3 kW的实验样机，验证了所提谐振变换器的正确性和有效性。
An LCL-T/LLC Resonant Converter Using Resonant Inductor Multiplexing
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摘要: LLC谐振变换器有着转换效率高、软开关特性好等显著优点。但在储能系统充电的应用场合，宽电压增益输出要求LLC谐振变换器工作频率在较大范围内变化，从而引起转换效率明显降低、磁性元件设计困难、轻载调节有限等问题。本文研究了一种采用谐振电感复用的LCL-T/LLC谐振变换器，可用于电动汽车的车载充电。将谐振电感置于变压器副边，构建LCL-T谐振腔使得变换器工作在恒流充电阶段，LCL-T谐振变换器的恒流特性可以显著减小变换器的工作频率范围；通过辅助开关改变谐振支路，该谐振电感也可参与LLC谐振，使变换器工作在恒压充电阶段，提供稳定的充电电压。由于谐振电感位于变压器副边，减少了死区时间内的磁芯损耗，提高了转换效率。本文详细分析了该变换器的工作模式和直流增益特性，给出了关键参数设计原则。最后，搭建了一台3.3kW、400V/330V的实验样机，验证了变换器拓扑和控制方案的有效性。
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关键词:
- 直流充电 /
- LCL-T/LLC谐振变换器 /
- 软开关运行 /
- 电动汽车
Abstract: The LLC resonant converter has significant merits, such as high conversion efficiency and soft switching characteristics. However, in the field of DC charging, the wide output voltage gain requires the operating frequency of the LLC resonant converter must cover a wide range, which cause the loss of the conversion efficiency, the complex design of magnetic components, and limited light-load regulation, etc. In this paper, an LCL-T/LLC resonant converter with a multiplexing resonant inductor for the on-board charging of electric vehicles is proposed. On the secondary side of the transformer, the resonant inductor is operating with the LCL-T resonant tank for the constant current(CC) charge of the battery. The inherent characteristic of the LCL-T can limit the range of the operating frequency. While for the constant voltage(CV) charge, the resonant tank is modified by the auxiliary branch, and the resonant inductor is operating in the LLC converter, which works as a CV source. Due to the resonant inductor is placed on the secondary side of the transformer, the core loss during the dead time is reduced and the conversion efficiency is improved. The operation mode and the DC gain characteristics of the proposed converter are analyzed in detail. Moreover, the design precede of key parameters is provided. Finally, a 3.3kW, 400V/ 330V experimental prototype is built to verify the feasibility and effectiveness of the proposed resonant converter and its control method.-
Key words:
- DC charging /
- LCL-T/LLC resonant converter /
- soft switch operation /
- electric vehicles
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表 1 电源主要参数指标
参数 符号 数值 输入电压 Vin 380-400 V 输出电压 Vo 180-330 V 输出电流 Io 10 A 输出功率 Po 3.3 kW LLC电感系数 k 3 LCL-T电感系数 λ 1 谐振频率 fr 100 kHz 
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表 2 样机主要参数指标
参数 符号 数值 谐振电感 Lr 30 μH 电感 L1 30 μH 隔直电容 Cb 10 nF 电容 C1 84 nF 励磁电感 Lm 242 μH 谐振电容 Cr 36 nF 变压器变比 n 1.72
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